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使用TL494进行开关电源设计方案

来源：

2025-06-25

类别：电源管理

拍明芯城

基于TL494的开关电源设计方案

TL494是一款功能强大且广泛应用的固定频率脉宽调制（PWM）控制器集成电路，以其高性价比、灵活配置和可靠性，在各种开关电源应用中占据着重要地位。它集成了振荡器、死区时间控制器、误差放大器、PWM比较器、输出驱动器和内置基准电压源等核心功能模块，为开关电源的设计提供了极大的便利。理解TL494的内部结构和工作原理，是成功设计高效、稳定开关电源的基础。本设计方案将聚焦于利用TL494构建一个典型的开关电源，并深入探讨其核心元器件的选择、功能及其在电路中的作用。

1. TL494脉宽调制（PWM）控制器概述

TL494的核心在于其能够根据反馈信号精确地调节输出脉冲的宽度，从而控制开关管的导通时间，实现对输出电压或电流的稳压。它采用了电压模式控制，通过误差放大器将输出电压的反馈信号与内部基准电压进行比较，产生的误差信号进而调制PWM比较器的阈值电平，最终改变输出脉冲的占空比。

TL494的主要特性包括：

固定频率振荡器： 内部集成了一个可由外部RC网络编程设定的振荡器，决定了开关电源的工作频率。
死区时间控制： 提供死区时间控制功能，防止推挽或全桥拓扑中上下臂开关管同时导通造成的直通短路，有效保护开关管。
双误差放大器： 两个独立的误差放大器，可用于电压反馈、电流限制或其他控制目的，提供强大的灵活性。
内置5V基准电压源： 提供精确的5V基准电压，用于反馈信号的比较和芯片内部电路的工作。
输出驱动级： 两个独立的集电极开路输出级，可配置为推挽或单端（并联）模式，驱动外部功率开关管。
欠压锁定： 当Vcc电压低于一定阈值时，芯片停止工作，防止在低压下误动作。
PWM关断功能： 可通过拉高某个引脚实现PWM输出的强制关断，方便保护和控制。

理解这些特性是后续设计中进行合理配置和功能实现的关键。例如，死区时间的设定对于推挽和全桥变换器至关重要，它直接关系到开关管的安全性；而双误差放大器则为实现精确稳压和过流保护提供了便利。

2. 开关电源基本工作原理及TL494典型应用拓扑

开关电源的核心思想是利用开关管的快速通断，将输入直流电压斩波成一系列高频脉冲电压，再通过储能元件（电感、电容）进行滤波和平滑，最终得到所需的直流输出电压。相比线性电源，开关电源具有更高的效率和更小的体积。TL494可以应用于多种开关电源拓扑，其中最常见的包括：

降压变换器（Buck Converter）： 输出电压低于输入电压。其工作原理是当开关管导通时，输入电压通过电感向负载供电并对电感储能；当开关管关断时，电感通过续流二极管将能量释放给负载。TL494通常用于控制降压型开关管的占空比。
升压变换器（Boost Converter）： 输出电压高于输入电压。开关管导通时，输入电压对电感储能；开关管关断时，电感与输入电压串联向负载供电，实现升压。TL494同样控制开关管的通断。
反激变换器（Flyback Converter）： 兼具隔离和变压功能，适用于需要隔离或多路输出的场合。变压器在开关管导通时储能，在开关管关断时将能量传递给次级负载。TL494在此拓扑中控制初级侧开关管。

对于本设计方案，我们将以一个**基于TL494的降压变换器（Buck Converter）**为例进行详细阐述，因为它结构相对简单，易于理解和实现，同时能够充分展示TL494的各项功能。虽然是以降压为例，但所阐述的元器件选择原则和参数计算方法，对其他拓扑也具有普遍的参考价值。选择降压变换器作为设计范例，是因为其在直流降压应用中最为常见，例如将一个较高的直流总线电压转换为微控制器、LED驱动或其他低压电路所需的稳定电压。

3. 核心元器件选择与作用

在TL494开关电源设计中，除了TL494芯片本身，还需要精心选择一系列关键的外部元器件，它们共同决定了电源的性能、效率、稳定性和可靠性。以下将详细介绍这些核心元器件的选择理由、功能及优选型号。

3.1 振荡器RC定时网络

TL494的内部振荡器通过外部连接到RT（引脚6）和CT（引脚5）的电阻和电容来设定工作频率。

RT（定时电阻）和CT（定时电容）:

RT： 普通金属膜电阻即可，例如CR系列（通用）。电阻的精度会影响频率精度，通常选用1%或5%精度的即可。例如，华新科技（Walsin）的0805或1206封装金属膜电阻，精度1%。
CT： 必须选用温度稳定性好、损耗低的电容，如C0G（NP0）陶瓷电容或聚苯乙烯（Polystyrene）电容。C0G陶瓷电容具有极低的温度系数和高稳定性，非常适合作为定时电容。避免使用X7R、Y5V等温度特性差的陶瓷电容，它们的容量会随温度和电压变化而显著漂移，导致频率不稳定。
优选型号： 村田（Murata）或京瓷（Kyocera）的C0G系列陶瓷电容，封装0603或0805。
作用： 它们决定了TL494内部振荡器的工作频率 fosc。TL494的输出PWM频率 fPWM 与振荡器频率的关系为 fPWM=fosc（当输出配置为推挽模式时）或 fPWM=fosc/2（当输出配置为单端并联模式时）。
选择理由： 选择合适的开关频率对于电源的整体性能至关重要。较高的开关频率可以减小储能电感和滤波电容的体积，从而缩小电源整体尺寸，提高功率密度。然而，过高的频率会增加开关损耗，降低效率，并可能带来更严重的EMI问题。通常，对于中小型电源，几十kHz到几百kHz是一个常用的范围。
优选元器件型号及理由：
计算方法： 根据TL494数据手册，振荡器频率 fosc 的近似计算公式为：fosc=RT⋅CT1 (当RT≈1kΩ to 500kΩ, CT≈0.001μF to 10μF) 在推挽模式下，PWM频率 fPWM=fosc/2。例如，若目标PWM频率为100kHz，则 fosc=200kHz。取 CT=1nF(0.001μF)，则 RT=200kHz⋅1nF1=2⋅105⋅1⋅10−91=5000Ω=5kΩ。

3.2 功率开关管（MOSFET）

功率开关管是开关电源的核心执行元件，负责对输入电压进行高速开关。对于降压变换器，通常使用一个N沟道MOSFET。

作用： 在TL494的PWM信号控制下，周期性地导通和关断，实现输入电压的斩波。
选择理由： MOSFET的选择直接影响电源的效率、可靠性和成本。关键参数包括：

Vds（漏源电压）： 应远大于最大输入电压，留有足够的裕量（通常是1.5倍以上），以承受开关过程中的电压尖峰。
Id（漏极电流）： 连续电流能力应大于最大输出电流与最大占空比之比，并且峰值电流能力应能承受启动或短路时的瞬态电流。
Rdson（导通电阻）： 越小越好，它决定了MOSFET导通时的传导损耗（Pcond=I2⋅Rdson）。Rdson越小，MOSFET发热越少，效率越高。
Qg（栅极总电荷）： 越小越好，它决定了驱动MOSFET所需的电荷量，进而影响驱动损耗和开关速度。较低的Qg有助于实现更快的开关速度和更低的驱动损耗。
Coss（输出电容）： 影响开关损耗。
封装： 根据散热要求和功率等级选择合适的封装，如TO-220、TO-247、DPAK、SOP-8等。

优选元器件型号及理由：

Infineon IPP057N08N3 G (N-Channel, 80V, 5.7mΩ, TO-220): 具有非常低的导通电阻，适合效率要求高的应用。80V的Vds裕量对于12V/24V输入电压应用足够。
STMicroelectronics STP60NF06 (N-Channel, 60V, 13.5mΩ, TO-220): 成本效益高，性能良好，适合中等功率应用。
ON Semiconductor NTMFS5C604NL (N-Channel, 60V, 4.4mΩ, DFN5): 更小的封装，适用于紧凑设计，同时保持低Rdson。
对于中低功率（几十瓦到几百瓦）的降压变换器，通常选择低Rdson、低Qg的功率MOSFET。国际整流器公司（Infineon/IR）、安森美（ON Semiconductor）、仙童（Fairchild，现ON Semiconductor）和意法半导体（STMicroelectronics）等都是优秀的供应商。
优选型号示例：
选择理由： 这些MOSFET都具有较低的Rdson和相对合理的Qg，可以在兼顾效率和成本的情况下提供良好的性能。例如，IPP057N08N3 G的超低Rdson使得它在较大电流下仍能保持较低的传导损耗，降低发热。选择TO-220封装则便于散热片的安装，适用于较高功率应用。对于MOSFET的选择，始终要确保其最大额定电压和电流远高于实际工作中的峰值电压和电流，并预留足够的裕量，以应对瞬态冲击和温度变化。

3.3 续流二极管（肖特基二极管）

在降压变换器中，当开关管关断时，电感中的电流需要一个通路来释放能量，这个通路就是续流二极管。

作用： 提供电流的续流通路，使得电感中的能量能够持续向负载传递，同时防止电感反向电压过高。
选择理由：

反向恢复时间（Trr）： 必须选择反向恢复时间极短的二极管，即肖特基二极管（Schottky Diode）。肖特基二极管由于其特殊的金属-半导体结结构，几乎没有反向恢复电流，因此开关损耗极低，特别适合高频开关电源。普通硅整流二极管（如1N4007）的反向恢复时间长，在高频应用中会产生巨大的开关损耗和发热。
正向压降（Vf）： 越低越好，它决定了二极管导通时的传导损耗（Pcond=I⋅Vf）。肖特基二极管的正向压降通常低于硅二极管。
反向耐压（Vrrm）： 应大于最大输入电压，并留有裕量。
正向电流（If）： 应能承受最大输出电流。

优选元器件型号及理由：

STMicroelectronics STPS30M100S (100V, 30A, TO-220AC): 较高的反向耐压和电流能力，适合中高功率应用。
ON Semiconductor MBRS3100 (100V, 3A, SMB): 小封装，适合低功率，要求紧凑设计的场合。
Infineon SBL30V45CT (45V, 30A, TO-220AB): 如果输入电压较低，可以选择更低反向耐压但更低正向压降的肖特基二极管，以进一步降低损耗。例如，对于12V输入，45V的耐压通常就足够了。
选择理由： 肖特基二极管的低正向压降和快速反向恢复特性是其优选的关键。例如，STPS30M100S提供100V的耐压，这对于大多数低于48V输入的应用都足够安全，而30A的电流能力也足以满足中等功率需求。TO-220封装也便于散热。

3.4 储能电感

电感是开关电源中最重要的储能元件，它在开关管导通时储存能量，关断时释放能量。

作用： 储存和传递能量，同时对脉动电流进行滤波。
选择理由： 电感值的选择影响输出电流纹波和瞬态响应。

电感量（L）： 决定输出电流纹波的大小。电感量越大，电流纹波越小，但电感体积越大，成本越高，瞬态响应可能变慢。
饱和电流（Isat）： 电感在最大峰值电流下不饱和的能力。一旦饱和，电感量会急剧下降，导致电流失控，可能损坏开关管。饱和电流应远大于峰值输出电流。
直流电阻（DCR）： 越小越好，它决定了电感上的传导损耗。DCR越小，效率越高，发热越少。
Q值： 反映电感的品质因数，高Q值表示损耗小。
工作频率： 应与开关频率匹配。
封装与类型： 工字型电感、环形电感、屏蔽电感等。屏蔽电感有助于减少EMI辐射。

优选元器件型号及理由：

Coilcraft SER80xx系列或SER10xx系列： 屏蔽式功率电感，具有低DCR和高饱和电流，磁屏蔽结构有助于降低EMI。
Bourns SRR系列： 同样是屏蔽式功率电感，性能优异。
Vishay IHLP系列： 超薄型、高电流、高效率的功率电感，适用于空间受限的应用。
铁硅铝（MPP, High Flux, Sendust）磁芯或铁粉芯（Iron Powder Core）电感： 这些磁芯材料具有较高的饱和磁通密度和相对平缓的磁导率曲线，在高电流下不易饱和，且损耗相对较低。
Coilcraft (科达)、Vishay (威世)、Bourns (伯恩斯)、Sumida (胜美达) 等品牌是电感领域的佼佼者。
优选型号示例：
选择理由： 屏蔽式功率电感可以有效抑制磁场辐射，降低EMI问题。例如，Coilcraft的SER系列电感因其优异的性能和可靠性而广受欢迎。在选择时，首先根据所需电感量和最大峰值电流确定合适的系列，然后检查其DCR和尺寸是否满足设计要求。

3.5 输入滤波电容和输出滤波电容

电容在开关电源中扮演着重要的滤波和储能角色。

输入滤波电容（Cin）：

电解电容（Electrolytic Capacitor）： 主要用于大容量滤波，通常在低频段发挥作用。选用低ESR、长寿命的电解电容，如日本化工（NCC/Chemi-con）、Nichicon（尼吉康）、Rubycon（红宝石）等品牌的高纹波电流系列（如KZM, KMG, UHW系列）。
陶瓷电容（Ceramic Capacitor）： 通常与电解电容并联使用，用于滤除更高频率的噪声，提供更好的高频特性。
优选型号示例：
选择理由： 组合使用电解电容和陶瓷电容，可以兼顾低频和高频的滤波效果，有效降低输入纹波和噪声。低ESR电解电容可以减少自身发热，提高可靠性。
NCC KZM系列电解电容： 专为开关电源设计，具有超低ESR和高纹波电流能力。
Murata GRM系列或TDK C系列陶瓷电容： 0.1μF或1μF等容量，与大容量电解电容并联。
作用： 滤除输入电源中的高频噪声，为开关管提供低阻抗的电流通路，抑制输入电流纹波。
选择理由： 需承受较高的纹波电流，因此要求具有较低的等效串联电阻（ESR）和较高的纹波电流额定值。
优选元器件型号及理由：

输出滤波电容（Cout）：

聚合物电容（Polymer Capacitor）： 相比传统电解电容，具有极低的ESR、更长的寿命和更好的温度特性，是高性能开关电源输出滤波的理想选择。例如，Panasonic（松下）的OS-CON系列、Nichicon的FPCAP系列。
低ESR电解电容： 如果成本预算有限，仍可选择低ESR的电解电容，如NCC KZM系列。
MLCC（多层陶瓷电容）： 在输出端同样需要并联小容量MLCC（如1μF、10μF），以滤除更高频率的噪声和提供更好的高频去耦。选用X5R或X7R材质的MLCC，需注意其容值随电压和温度变化的特性。
优选型号示例：
选择理由： 聚合物电容的超低ESR能够显著降低输出纹波，改善瞬态响应，并且自身发热量小，寿命更长。与MLCC结合使用，能提供宽频带的良好滤波效果。
Panasonic OS-CON系列聚合物电容： 提供卓越的纹波抑制和瞬态响应。
Murata GRM系列MLCC： 适用于高频旁路。
作用： 滤除输出电压中的高频纹波，平滑输出电压，并在负载瞬态变化时提供瞬时电流。
选择理由： 决定输出电压纹波和瞬态响应性能。要求同样具有低ESR、高纹波电流能力和合适的容值。
优选元器件型号及理由：

3.6 反馈分压电阻

用于将输出电压按比例衰减，然后送入TL494的误差放大器进行比较。

作用： 构建分压器，将输出电压转换为误差放大器可处理的电压范围（通常与内部基准电压5V相比较）。
选择理由：

精度： 决定输出电压的稳压精度。推荐选用1%或0.1%精度的金属膜电阻。
温度系数： 较低的温度系数可以保证输出电压在不同温度下的稳定性。
阻值： 适当选择阻值，确保流过分压电阻的电流足够，以避免噪声干扰，但也不宜过大导致不必要的功耗。通常分压电流在几十微安到几百微安。

优选元器件型号及理由：

Vishay Dale RN60D系列（0.1%精度，小功率） 或 ERA系列（1%精度，0603/0805封装）。
Vishay Dale RN系列或Panasonic ERA系列金属膜电阻： 这些系列电阻具有优异的精度、低温度系数和长期稳定性。
优选型号示例：
选择理由： 精密电阻对于确保输出电压的准确性和稳定性至关重要。例如，如果设计目标是5V输出，使用高精度电阻可以确保实际输出电压非常接近5V，并且在负载或温度变化时波动很小。

3.7 误差放大器补偿网络元器件

TL494内部的误差放大器通常需要外部RC网络进行频率补偿，以确保整个闭环系统的稳定性和快速响应。

作用： 调整误差放大器的频率响应，确保电源在各种负载和输入条件下稳定工作，避免振荡，并优化瞬态响应。
选择理由： 补偿网络的参数（电阻、电容值）需要根据输出电容、电感、开关频率和负载特性等进行精确计算和调优。常见的补偿方式有II型或III型补偿。
优选元器件型号及理由：

Murata GRM系列C0G/X7R陶瓷电容。
电阻： 普通金属膜电阻即可，例如华新科技（Walsin）0603或0805封装1%精度的金属膜电阻。
电容： 选用C0G或X7R材质的陶瓷电容。C0G更稳定，X7R容量更大但温度和电压特性稍差。对于补偿网络，通常小容量的C0G电容表现更优。
优选型号示例：
选择理由： 补偿网络的精度和稳定性直接影响电源的动态性能。选择高质量的陶瓷电容和精密电阻有助于实现稳定的控制环路。

3.8 驱动限流电阻

TL494的输出是集电极开路，需要通过外部电阻提供基极或栅极电流来驱动开关管。

作用： 限制TL494输出驱动电流，保护TL494内部晶体管，同时调整开关管的开关速度。
选择理由：

电阻值： 适当选择电阻值，使其能够提供足够的峰值电流来快速充放电MOSFET的栅极电容，确保快速开关，降低开关损耗。但过小的电阻值可能导致TL494过载。
功率： 根据流过电阻的电流选择合适的功率等级。

优选元器件型号及理由：

普通金属膜电阻即可，功率通常为1/4W或1/2W。
优选型号示例： 国巨（Yageo）或厚声（Token）的0805或1206封装金属膜电阻。
选择理由： 驱动电阻的精确选择需要权衡驱动速度和TL494的负载能力。过大的驱动电阻会导致MOSFET开关时间过长，增加开关损耗；过小的电阻可能损坏TL494。通常通过实验或仿真来优化这个电阻值。

3.9 辅助供电及去耦电容

TL494芯片需要稳定的电源供应才能正常工作。

作用： 为TL494提供稳定的Vcc电源，并滤除电源中的高频噪声，防止噪声干扰芯片内部电路。
选择理由： 必须使用旁路电容（或称去耦电容）来减小电源线上的瞬态电压波动，确保芯片内部电压稳定。
优选元器件型号及理由：

在TL494的Vcc引脚（引脚12）和地之间，并联一个0.1μF或1μF的X7R陶瓷电容，靠近芯片放置。
如果Vcc电源来自较远的输入，可能还需要并联一个10μF或22μF的电解电容。
优选型号示例： Murata GRM系列或TDK C系列X7R陶瓷电容。
选择理由： 陶瓷电容的高频特性优异，能有效滤除高频噪声，提供低阻抗通路，确保TL494的稳定工作。

4. 关键参数计算与设计流程

TL494开关电源的设计是一个迭代过程，涉及多个关键参数的计算和优化。以下是一个简化的设计流程和重要参数的计算方法。

4.1 设定目标参数

在开始设计之前，明确以下目标参数至关重要：

输入电压范围（Vin_min, Vin_max）： 例如，DC 12V ~ 24V。
输出电压（Vo）： 例如，DC 5V。
最大输出电流（Io_max）： 例如，5A。
开关频率（fs）： 例如，100kHz。
允许的输出电压纹波（ΔVo）： 例如，20mV。
允许的输出电流纹波（ΔIL）： 例如，最大输出电流的20%~40%。
效率目标（η）： 例如，85%以上。

4.2 振荡器频率与RT/CT计算

如前所述，确定PWM频率 fPWM 后，计算 fosc（通常推挽模式下 fosc=2⋅fPWM）。然后根据 fosc=RT⋅CT1 计算RT和CT的值。例如，若 fPWM=100kHz，则 fosc=200kHz。取 CT=1nF，则 RT=5kΩ。

4.3 最大占空比计算 (Dmax)

对于降压变换器，理想情况下 Vo=Vin⋅D，其中 D 是占空比。实际考虑开关管和二极管的压降，以及电感的DCR损耗：Dmax=Vin_min−VDS_on−Io_max⋅RMOSFET_DCRVo+VD+Io_max⋅RL_DCR其中：

VD 是续流二极管正向压降（肖特基二极管通常0.3V~0.6V）。
RL_DCR 是电感的直流电阻。
VDS_on 是MOSFET导通时的压降（Io_max⋅RDS_on）。
RMOSFET_DCR 是MOSFET导通电阻。

TL494的死区时间控制（引脚4）对最大占空比有限制。通常设置死区时间引脚电压，以将最大占空比限制在90%左右，避免过大的占空比导致不稳定或损坏。

4.4 储能电感量计算 (L)

电感值的选择会影响输出电流纹波。通常选择在连续导通模式（CCM）下工作。电感电流纹波 ΔIL=fs⋅L(Vin_min−Vo)⋅Dmax峰值电感电流 IL_peak=Io_max+2ΔIL根据经验， ΔIL 通常选择为 Io_max 的20%~40%。所以， L=fs⋅ΔIL(Vin_min−Vo)⋅Dmax选择的电感其饱和电流 Isat 必须大于 IL_peak，并留有足够裕量。

4.5 输出滤波电容计算 (Cout)

输出电容主要决定输出电压纹波。输出电压纹波 ΔVo=8⋅fs⋅CoutΔIL+ΔIL⋅ESRCout其中，第一项是电容储能导致的纹波，第二项是电容ESR导致的纹波。在低ESR电容（如聚合物电容）中，通常ESR引起的纹波是主要部分。因此，为了满足 ΔVo 要求，需要选择具有足够容值和足够低ESR的电容。ESRCout≤ΔILΔVoCout≥8⋅fs⋅(ΔVo−ΔIL⋅ESRCout)ΔIL计算后，选择实际可获得的电容，并考虑并联多个电容以降低ESR和提高纹波电流能力。

4.6 反馈分压电阻计算

将TL494的IN1+（引脚1）或IN2+（引脚16）设置为反馈输入，与内部基准电压5V进行比较。若使用IN1+作为反馈，则其参考电压为5V。Vout=Vref⋅(1+R2R1)其中 Vref=5V， R1 和 R2 是分压电阻。选择 R2 的阻值（例如10kΩ），然后计算 R1。R1=R2⋅(VrefVout−1)例如，若 Vout=5V，则 R1 直接短接，或选择 R1 远小于 R2。若 Vout=12V， R2=10kΩ，则 R1=10kΩ⋅(5V12V−1)=10kΩ⋅(2.4−1)=14kΩ。

4.7 误差放大器补偿网络设计

补偿网络通常连接在误差放大器的输出端（引脚3）和反相输入端之间（引脚1或16）。这是确保系统稳定性的关键步骤。常用的补偿类型包括：

Type I (积分器): 适用于简单的纯阻性负载。
Type II (零极点补偿): 在直流增益的基础上增加一个零点和极点，常用于电压模式控制。
Type III (两零两极点补偿): 提供更高的带宽和更好的瞬态响应，但设计更复杂。

对于TL494，通常采用Type II或Type III补偿。具体的RC参数计算涉及到控制理论和波特图分析，需要考虑电源的开环传递函数，以确保在交叉频率处有足够的相位裕度（通常大于45度）和增益裕度。这一部分通常需要借助仿真工具（如LTspice、PSPICE）来验证和优化。补偿网络的目标是使闭环增益在较高频率处衰减，同时在较低频率处保持高增益以提高稳压精度。

4.8 保护电路设计

过流保护： TL494的第二误差放大器（引脚15和引脚16）可以用来实现电流限制。通过在主电流通路上串联一个采样电阻（如低阻值的毫欧级电阻，如Bourns WSL2512系列）或使用霍尔效应电流传感器（如Allegro ACS712系列），将电流信号转换为电压信号，并送入误差放大器进行比较。当电流超过设定阈值时，TL494会降低占空比，从而限制输出电流。
过压保护： 可以通过一个外部比较器或TVS管来实现。当输出电压超过设定值时，立即关断TL494的PWM输出（通过拉高引脚4死区时间控制引脚或引脚13输出控制引脚），保护负载。
欠压锁定（UVLO）： TL494自身具备UVLO功能，当Vcc低于约7V时，芯片停止工作。

5. PCB布局与热管理

优秀的PCB布局对于开关电源的性能至关重要，它直接影响效率、EMI、热量分布和稳定性。

大电流回路最小化： 减小开关管、续流二极管、输入电容和输出电容之间的大电流环路面积。这有助于降低寄生电感，从而减少电压尖峰和EMI辐射。
信号地与功率地分离： 将小信号地与大电流功率地在一点处汇合（单点接地），避免功率地电流对敏感信号地造成干扰。
元器件紧凑布局： 尤其是在主功率通路（开关管、二极管、电感、输入/输出电容）上，元器件应尽量靠近，缩短连接线。
散热路径： 大功率元器件（MOSFET、肖特基二极管、电感）应放置在有利于散热的位置，并预留足够的散热铜箔面积，或考虑安装散热片。例如，TO-220封装的MOSFET和二极管应有足够的铜箔面积连接到其引脚上以帮助散热。
敏感信号走线： TL494的反馈线、RT/CT线等敏感信号线应远离大电流路径和噪声源，并尽量短而直。
多层板应用： 对于高功率或高频率的设计，推荐使用多层PCB。内部层可以作为接地层和电源层，提供更好的EMI屏蔽和热传导。
电容放置： 去耦电容应尽可能靠近TL494的Vcc引脚放置。输入和输出滤波电容应紧密放置在它们所服务的大电流路径附近。
散热孔： 在散热片下方或功率器件下方添加散热过孔，帮助热量传递到PCB的其他层或背面。