LTC3802设计在高输入电压产生低输出电压方面表现出色，这是快速cpu电源的常见问题。它是线性技术家族中最新的高速，电压反馈，同步降压调节器控制器。它保留了LTC1702A的恒频架构和突发模式 操作，同时改进了其性能并增加了功能(见表1)。

输入电源工作范围从标称5V扩展到整个3V-30V范围。内部参考电压降低，允许输出低至0.6V。先进的调制方案促进了这些低占空比和快速开关频率。这两个通道仍然运行180°缺相，有效地使输入旁路电容器看到的开关脉冲频率增加一倍，从而降低其RMS电流并降低其所需值，但新的PLLIN引脚通过允许两个LTC3802s控制4相转换器扩展了这些好处。该引脚还允许外部同步开关频率从330kHz-750kHz，而不是固定的550kHz。输出电压跟踪控制两个通道在上电和下电过程中的输出压摆率，以满足各种电源顺序要求。

边沿调制

LTC3802采用高开关频率和精密电压反馈架构，在其两个输出端提供卓越的调节和瞬态响应性能。10MHz增益带宽反馈运放允许回路交叉超过开关频率的十分之一，无论该频率是外部同步的还是运行在默认的550kHz。大型集成栅极驱动器允许LTC3802在整个开关频率范围内有效地控制多个mosfet。

典型的LTC3802应用将一个高输入电压源向下转换为两个低输出电压电源，并要求两个通道在低占空比下运行。这样的应用对传统的PWM控制器提出了几个挑战。首先，在控制开关(顶部MOSFET)打开后，控制器被迫做出关于脉冲宽度的决定。buck变换器中控制开关的导通是整个开关周期中噪声最大的事件。输入电源电流由零电流跳变到负载电流，引起地跳变;电感飞节点电压的大摆幅会进一步在控制器中诱发噪声。这两种事件都会在转换后的前100ns-200ns内中断PWM比较器的工作，产生随机的控制脉宽变化和不规则的电感电流纹波。

传统PWM操作方案的第二个挑战是PWM比较器的响应时间限制了控制器的最小脉冲宽度。一个典型的PWM比较器至少需要100ns来切换输出。这设置了开关的最小顶门导通时间。第三，传统后缘调制的瞬态恢复速度慢。内部时钟以固定的时间间隔打开控制开关，而不管输出电压(V(OUT))如何。如果顶门关断后负载电流跳升，控制器必须等待下一个时钟周期给输出电容充电。在这种情况下，开关频率较慢的控制器可能有较大的输出下降。

LTC3802采用边缘调制架构来克服这三个障碍。在典型的LTC3802开关周期中，PWM比较器打开顶部MOSFET;内部主时钟将其关闭。比较器在mosfet切换前的安静间隔内做出决定，避免脉宽抖动。

图1显示了边沿调制架构的PWM开关波形。图2显示了由于相对较高的输入电源电压导致的误差放大器输出噪声，即使有这种噪声，LTC3802仍保持稳定的开关波形。在更低的占空比下，比较器的传播延迟不再限制顶栅极的最小脉冲宽度;开关反馈回路调整占空比以提供正确的输出电压。图3显示了30V到1V降压变换器产生的窄TG脉冲。使用550kHz开关频率转换器，TG脉冲宽度仅为60ns!传统PWM变换器中的比较器不够灵敏，不能允许如此窄的脉冲宽度;否则它们很容易被噪音触发。

边缘调制也产生快速负载瞬态响应。一旦输出负载，误差放大器感知输出下垂，控制器立即打开顶部MOSFET以补充输出电容。LTC3802不需要等待下一个时钟周期来使能顶门。当负载被移除时，欠冲恢复时间由误差放大器频率补偿网络决定。在任何一种情况下，在550kHz的开关频率下，恢复时间都很容易低于20µs。这种快速的瞬态响应，加上在高开关频率下产生的低输出纹波电流，减少了在负载瞬态期间支持输出电压所需的输出电容量。

LTC3802包括对线路瞬态的补偿。线路前馈补偿输入监视电源(V(IN))，立即调制PWM比较器的输入并以反比方式改变脉冲宽度。而不是等待输出电压下降，前馈补偿绕过反馈回路，并在线路瞬态期间提供出色的调节(图4)。

可编程上电，下电跟踪

下一代电源模块使用上电、下电跟踪来减少为现代数字半导体(如dsp、微处理器、fpga和asic)供电所需的外部电路数量。这样的设备至少需要两个电源电压，一个为高速核心逻辑供电，另一个为I/O接口供电。这些电压必须按控制良好的顺序施加。

在上电和断电期间，电源起始点和斜坡速率的变化可能导致电流在隔离结构之间流动。当电流过长或过大时，这些电流会缩短半导体器件的寿命，或触发锁存器导致器件故障。

为了满足这些测序要求，电源系统设计人员可以通过使用LTC3802易于编程的上、下电跟踪来避免增加额外的电路。LTC3802可以遵循两种不同的方案:比率跟踪和同步跟踪。

通过比率配置，LTC3802产生两种不同的输出压转率(V(OUT1) >V (OUT2))。由于每个通道的摆压率与其对应的输出电压成正比，因此两个输出同时达到其稳态值。

同步配置在两个输出端产生相同的压转率，因此具有较低V(OUT)的通道首先达到其稳态值。

图5显示了跟踪是如何实现的简化示意图。在上电或下电期间，跟踪放大器，TRACK，伺服跟踪反馈回路并迫使FBT处于与CMPIN2相同的电位。设置R(T5) = R51为比例启动，设置R(T5) = R52为同步启动。通过断开FBT电阻分压器并将FBT短接到CMPIN2，跟踪功能可以很容易地禁用。

要获得正确的断电顺序，请将PHASEMD引脚接地。这打开一个内部电流源，缓慢地释放软启动电容器。一旦RUN/SS电位低到足以控制占空比，跟踪放大器控制并伺服跟踪反馈回路以产生选定的输出斜坡。注意，在这个跟踪方案中，没有主从分配;如果其中一个输出变低，另一个通道的输出也会随之变低。图5是10欧姆载荷作用下的比例跟踪波形和重合跟踪波形。

图6a至6c显示了其中一个通道电流受限时的上电和下电波形。图6a显示，当FBT短接到CMPIN2时，跟踪功能被禁用。第一个波形显示，当通道1受到电流限制时，由于较低的RUN/SS电压(两个通道共享相同的RUN/SS引脚)，通道2的输出电位降低。第二张照片显示，当通道2限流时，通道1的3.3V输出电压低于标称电压。图6b和6c显示了比例跟踪和同步跟踪的输出波形。图6b显示，对于比率跟踪，如果其中一个输出电流受限，则另一个输出被拉低，以使两个输出保持其电压比。另一方面，对于图6c所示的同步跟踪配置，即使只有一个通道受到电流限制，两个通道也具有相同的输出电压。

当前的限制

LTC3802底部MOSFET电流感测架构不仅消除了外部电流感测电阻和高电流路径中相应的功率损耗，而且即使在极低的占空比下也允许大范围的输出电压。

LTC3802的限流方案通过采用用户可编程的限流电平改进了LTC1702A的限流方案。它的工作原理是，当它接通时，感应底部MOSFET的V(DS)下降，并将该电压与I(MAX)的编程电压进行比较。

I(MAX)引脚包括一个修整后的10μA电流，允许用户通过一个电阻R(IMAX)到地来设置I(MAX)电压。电流比较器参考输入等于V(IMAX)除以5(见图7)。当穿过底部MOSFET的电压大于其参考电压时，电流比较器开始限制输出电流。限流检测器连接内部100μA电流源。

一旦发生限流，该电流源开始在RUN/SS处释放软启动电容器，减小占空比，从而降低输出电压，直到电流降至限流以下。软启动电容器在对占空比产生任何影响之前需要移动相当数量，从而增加延迟，直到电流限制生效。这允许LTC3802在保持输出电压调节的同时经历短暂的过载条件。

然而，在高输入电压下，即使是很小的RUN/SS时间延迟也可能在严重短路期间导致输出电流严重超调。为了避免这种情况，LTC3802增加了一个硬限流电路。

如果负载电流大于编程电流限制阈值的1.5倍，LTC3802立即关闭顶部MOSFET。这阻止了电感电流的增加。此时，如果CMPIN(采样V(OUT))比标称值低10%，LTC3802硬限流锁存，并以大于1mA的电流源放电RUN/SS电容器，直到RUN/SS达到其关断阈值。一旦RUN/SS完全放电，LTC3802再次进行软启动循环。图8显示了12V-3.3V转换器输出严重短路时的波形。

结论

高效率LTC3802是线性技术公司恒频、电压反馈、同步n通道控制器家族的最新成员。凭借其独特的强大功能和性能改进(如表1所示)，它在LTC1702/LTC1702A的基础上进行了改进，是高输入电压和低占空比应用的理想选择。LTC3802提供小型28引脚SSOP和32引脚(5mm × 5mm) QFN封装，使整个87W转换器的布局小于6平方英寸(图9)。