从事有线、陆地或者卫星电视应用工作的射频工程师经常需要测量S参数。使用最小损耗网络将传统的50欧姆测试端口阻抗转换成75欧姆设备，为获得合理的测试结果提供了一种经济便利的方法。

对大多数低于1GHz的实验室应用来说，由1%误差0402或者类似的电阻构建、安装在PCB上的最小损耗焊盘提供一种使用50欧姆实验室设备快速便利地测试75欧姆电路的方法。在大多数情况下，唯一需要修正的因素便是MLP插入损耗 - 5.7dB加上连接器的额外损耗。通常S参数的测试不需要使用复杂的计算或者甚至Smith圆图。

从事有线、陆地或者卫星电视应用的射频工程师经常需要测量电路的S参数。以前工程师使用矢量网络分析仪校验TV调谐器输入是否提供他们所希望的回波损耗，将会面对这样的问题：如何使用50欧姆 VNA测试我的75欧姆 DUT的S参数? 如果有充足的资金，答案便是建造专门设计用于测试75欧姆电路的设备(75欧姆源阻抗和负载阻抗测试端口)。否则，使用最小损耗焊盘将传统的50欧姆测试端口阻抗转换成75欧姆 DUT，这为获得合理的测试结果提供了一种经济便利的解决方法。

当IC制造商给出电缆TV LNA的回波损耗(|S11|)时，这个测试结果是以75欧姆作为参考的。也即，如果|S11| = -30dB (反射功率仅为1000分之一，实际上是相当完美的匹配)，当用75欧姆源阻抗驱动时，事实上器件输出会允许所有功率传输到LNA上。

当使用50欧姆源阻抗驱动时同样的调谐器不再获得良好的回波损耗。将这完美匹配调谐器输入直接连接到VNA上，|S11|测试结果接近-14dB，现在的反射功率为1/25! 使用同样50欧姆 VNA，我们怎么能证明TV调谐器输入性能如我们所说的那样良好。

因此需要匹配电路。它应当具有平坦的频率响应和最低的插入损耗。工业标准的匹配电路是“最小损耗焊盘”(也即“MLP”)。如图1所示的简单电阻网络。该网络的关键性能便是将75欧姆 DUT负载阻抗转换成50欧姆以便仪器测量，以及将50欧姆仪器源阻抗转换成DUT内部的75欧姆阻抗。这种方法消除了反射，响应是平坦的，网络的损耗值很容易由DUT测量值扣除MLP的损耗而得到。大部分测试设备制造商都提供“最小损耗焊盘”，在需要的时候很容易在实验室平台上构建这样的网络。

“最小损耗”指在获得同样的阻抗变换及可能的电阻网络配置的条件下该网络提供最低的插入损耗。

图1. 最小损耗焊盘将75欧姆 DUT匹配到50欧姆测试端口。低频插入损耗5.72dB。频率响应平坦度的上限由元件的品质因素决定。

将Z(LOAD)转换成Z(LOAD')的数学方法很直接，由附录A给出。推导得到的Z(LOAD')表达式描述了从测试端口看过去的(R(SOURCE))的MLP和DUT的级联阻抗。将等式作一下变换，可由Z(LOAD')解得Z(LOAD)，这提供消除MLP影响的方法，由Z(LOAD')处的测试数据可得到真正的Z(LOAD)值。附录B给出代数运算可作为参考，在这儿提供以下的结果：

完整性检查计算的合理性。假设我们通过MLP测量75欧姆电阻的阻抗。VNA会测得R(LOAD') = 50欧姆 (无穷大回波损耗)，我们期望数学告诉我们负载电阻为75欧姆的结果。设R(LOAD') = 50欧姆，可得到R1 = 43.3欧姆和R2 = 86.6欧姆，这样我们得到所期望的Z(LOAD) = 75欧姆。

把这个简单的表达式分解成实部和虚部以及使用电子表格计算会变得更加有用。

把这个简单的表达式分解成实部和虚部以及使用电子表格计算会变得更加有用。 通常，75欧姆 DUT的测量会与阻抗测量不一样-回波损耗(dB)，反向隔离，噪声系数和输入三阶交截点是经常测量的。在这些情况中，有助于得到关于MLP的以下结论：

1. (1)只要R(LOAD)接近75欧姆, 可减少由MLP失配导致的额外VSWR，可以假设MLP增加了由失配引起不可忽略的测量不确定性。




2. (2)相反地，当R(LOAD)不同于75欧姆时, MLP不再进行正确的阻抗变换，测试端口与MLP以及MLP与DUT之间的额外VSWR值增加，导致测量不确定性。有许多工具可计算失配(以VSWR表示)以测量不确定性。




3. (3)在指定的频率范围内MLP可认为纯阻网络，具有5.7dB插入损耗，再加上连接器和电缆的额外损耗。




4. (4)在S11和S22测量的路径损耗以及在S21或S12测量中完全损耗为插入损耗(至少11.4dB)的两倍 - 这降低了VNA的有效灵敏度和动态范围。

在实际的例子中，比如我们想测量有线/陆地广播电视LNA如MAX3558四个LNA的S21参数。将DUT放置到测试装置中，器件的输入口和输出口都放置MLP，如图2所示。校准VNA，不包括MLP。连接端口1到MLP的50欧姆口上，连接75欧姆到LNA输入。对一个输出端口和VNA的端口2进行同样的配置。

图2. 使用50欧姆设备测试MAX3558四个有线/地面电视LNA

VNA使用两个最小损耗焊盘进行阻抗变换且测量S21 (前向增益)。VNA测得增益在500MHz时接近-5dB。简单扣除两个MLP和连接器/适配器的11.5或者12.0dB插入损耗后，LNA在75欧姆上提供7dB功率增益。

S21 (反向隔离)测量不是直接得到。这些LNA的隔离指标为65dB。扣除两个MLP的额外损耗后，VNA本身需要分辨77dB的S12。如果不细心，接收端口的功率对VNA来说太小而无法精确测量。解决方法是保证接收端口功率至少高于VNA噪声基底/内部隔离基底10dB。VNA没有隔离校准的话，噪声基底约为-100dBm。我们需要设置源阻抗功率至少为-20dBm, 最好为-10dBm或者甚至0dBm。端口1接收到充足的功率，进行测量，将测量值加上12dB扣除插入损耗。也即，-77dB测量值变为-65dB.

MAX3558评估板在PCB上带有焊盘允许工程师加入他们自己的最小损耗焊盘。应当用50欧姆 SMA代替75欧姆 F-型连接器。

在高于几百MHz的频率上，安装在PCB上、由0402电阻构建的MLP带来了测量精度问题。寄生参数会破坏网络是纯阻的假设。在这种情况下需要更复杂的方法解决问题。方法之一便是完全描述MLP的特性，使用Smith圆图精确地消除匹配电路的影响。另外的解决方法便是使用基于电感的变压器进行很低损耗的阻抗变换。射频变压器通常用阻抗变换比来描述，而不是匝数比，比如描述为"1.5:1."

对于低于1GHz大多数的实验室应用，安装在PCB上、由1%误差0402封装的电阻构建的最小损耗焊盘提供一种使用50欧姆设备快速便利地测试75欧姆电路的方法。在大多数例子中，唯一需要修正的因素便是MLP损耗 - 5.7dB加上连接器的损耗。并不需要复杂计算以及Smith圆图进行基本S参数测量。当需要更高精度或者更宽频率范围时，需要更高精度、更宽的频率范围时，可从大多数制造商得到经过产品测试的高质量MLP。

附录A: 由Z(LOAD)推导Z(LOAD')

附录B: 由Z(LOAD')推导Z(LOAD)

类似的文章可在RF Design的2004年4月期上找到。