在无线发射机中，增益和反射功率的测量和控制是经常被忽视的关键辅助功能。从天线反射回来的功率是用电压驻波比(VSWR)或反射系数(也称为回波损耗)来指定的。较差的驻波比会在电视广播系统中造成阴影，因为从天线反射的信号再次从功率放大器反射，然后被重播。在无线通信系统中，阴影会产生类似多路径的现象。虽然较差的VSWR会降低传输质量，但同轴电缆或天线损坏造成的灾难性VSWR在最坏的情况下会破坏发射机。信号链的增益被测量和控制，作为调节发射功率水平的整体努力的一部分。如果传输的功率过大或过小，结果要么是违反排放法规，要么是质量低劣的环节。反射系数是通过测量正向和反向功率之比来计算的。另一方面，增益是通过测量输入和输出功率来计算的。用于测量增益和驻波比的硬件的高度通用性可以减少总体组件计数。本文将重点介绍可用于在无线发射机中执行这些原位测量的技术。

典型的无线发射机

图1显示了一个典型的无线发射机。它由混合信号基带电路、上变频器(通常包括一个或多个中频或if)、放大器、滤波器和功率放大器组成。这些组件可能位于不同的pcb上，甚至可能在物理上分开。在所示的示例中，通过电缆将室内机连接到室外机。在这样的配置中，两个单元都有明确的、温度稳定的增益。或者，每个单元可能期望提供一个明确定义的输出功率。有两种不同的方法来实现向天线提供已知功率水平的最终目标:功率控制或增益控制。

通过功率控制，系统依赖于能够精确测量输出功率(在本例中使用检测器D)。一旦测量了输出功率，系统中某些组件(在这种情况下，可能是IF VGA)的增益就会发生变化，直到在天线处测量到正确的输出功率。不需要知道电路的增益或输入信号的确切幅度;这只是一个改变增益或输入信号的问题，直到输出功率是正确的。这种方法通常(不正确地)被称为自动增益控制或AGC。为了正确起见，它应该被称为自动功率控制或APC，因为它是功率而不是增益被精确调节。

增益控制采用不同的方法。在这里，至少使用两个功率检测器来精确调节整个信号链或其中一部分的增益。然后将精确的输入信号应用于信号链。许多因素最终决定采用哪种方法。功率控制只需要一个功率检测器，并且在组件固定的不可配置变送器中具有意义。例如，可以在RF HPA的输出处测量功率，但可以使用IF VGA进行调整。另一方面，增益控制在组件来自不同供应商的可重构系统中可能更有意义。在这个例子中，HPA的输入功率和输出功率正在被测量(使用检测器C和D)，因此增益可以独立于电路中的其他模块进行调节。注意，功率/增益控制回路可以是全或微处理器为基础的。增益控制在这个例子中不太实用，因为两个所需的探测器信号(探测器A和D)在物理上彼此相距很远。更实际的方法是分别控制室内外单元的增益。

射频探测器

直到最近，大多数射频功率探测器都是使用温度补偿半波整流二极管电路制造的。这些器件在有限的动态范围内(通常为20至30 dB)提供与输入电压成正比的输出电压。因此，输出电压和输入功率(以dBm为单位)之间呈指数关系(见图2)。虽然温度补偿二极管检测器的温度稳定性在高输入功率(+10至+15 dBm)时非常出色，但随着输入驱动的减少，它会显著下降。另一方面，对数检测器在很大的动态范围内(高达100 dB)提供与输入信号的对数成正比的输出电压。在整个动态范围内，温度稳定性通常是恒定的。日志响应装置在增益和VSWR测量应用中具有关键优势。为了计算增益或反射损耗，必须计算两个信号功率(OUTPUT/INPUT或REVERSE/FORWARD)的比率(见图3)。必须使用分频器与线性响应二极管检测器执行此计算，但当使用对数响应检测器时只需要简单的减法(因为log (a /B) = log (a) - log (B))。与离散实现相比，双射频检测器具有额外的优势。当两个器件(在这种情况下是RF探测器)在同一硅片上制造时，它们的行为自然倾向相似。例如，这两种器件将具有相似的温度漂移特性。在求和节点，这种漂移将被抵消，从而产生更稳定的温度结果。

增益测量示例

图4显示了一个使用双功率检测器调节增益的发射机。所示的简化传输信号链由高性能中频合成DAC、VGA、混频器/上转换器和高功率放大器组成。高性能dac，如AD9786和AD9779，其采样频率高达500 MSPS甚至更高，能够合成中频输出(本例中为100 MHz)。在应用于ADL5330可变增益放大器之前，DAC的输出使用带通滤波器进行奈奎斯特滤波。方便的是，放大器接受差分输入，可以直接连接到差分滤波器的输出。这反过来又与DAC输出相关联。使用平衡变压器将VGA输出从差分转换为单端，然后应用于ADL5350混频器。经过适当的滤波(未示出)，信号被放大并以30w(约+ 45dbm)的最大输出功率水平传输。

信号链的增益是通过检测DAC输出和HPA输出的功率来测量的。然后通过调节VGA的增益来调节增益。在DAC和PA输出端，采集信号样本并将其馈送到检测器。在HPA输出端，一个定向耦合器被用来切断一些进入天线的电源。AD8364双探测器的传递函数(见图5)显示，在使用的输出频率(本例中为2140 MHz)下，探测器在低于-10 dBm的功率电平下具有最佳的线性度和最稳定的温度漂移。因此，来自定向耦合器的功率(最大+25 dBm)必须在应用到检测器之前衰减。如果最大化检测器动态范围对应用并不重要，则衰减可以保守地设置为41 dB，以便检测器看到的最大输入功率为-16 dBm。这仍然留下大约34 dB的有用动态范围，增益可以在此范围内控制。为了检测DAC输出端的输入功率电平，在这种低频率下，定向耦合器是不切实际的。此外，定向耦合是不必要的，因为在电路的这一点将有很少或没有反射信号。此外，发送到VGA的功率为-10 dBm，因此发送到检测器的功率仅低6 dB。由于检测器的输入阻抗为200 欧姆， VGA的输入阻抗为50 欧姆，因此很快就可以清楚地看出，这两个设备可以简单地并联连接。在两个输入端存在相同电压的情况下，50到200 欧姆阻抗比将产生方便的6 dB功率差。在测量精度要求较高的地方，必须注意功率探测器的温度稳定性。如果探测器的温度漂移特性随频率变化，这个问题就更加复杂了。所示的双探测器提供温度补偿节点。通过将电压连接到每个检测器的ADJ引脚来激活温度补偿(该电压可以方便地从片上参考的2.5 V电阻分压器中导出)。低频输入不需要补偿(ADJB接地)，而在ADJA需要1 V的补偿电压以最小化2.1 GHz的温度漂移。虽然应用电路的重点是增益测量，但需要注意的是，输入功率和输出功率也可以测量。单个检测器的输出是可用的，并且可以单独采样。由于检测器是对数响应的，因此可以简单地减去它们的输出以获得增益。这种减法在芯片上执行，增益结果作为差分电压传递。满量程差分电压约为±4 V(偏置可达2.5 V)，斜率为100 mV/dB。采用LSB尺寸为~10 mV(±5 V满量程)的10位ADC进行数字化，可实现0.1 dB的测量分辨率。

VSWR测量示例

双对数检测器也可以用来测量天线的反射系数。在图6中，使用了两个定向耦合器，一个用于测量正向功率，一个用于测量反向功率。与前面的例子一样，在将这些信号应用于检测器之前需要进行额外的衰减。AD8302双探头测量范围为±30db。在这个例子中使用的关卡规划如图7所示。本例中，HPA的预期输出功率范围为+20 ~ + 50dbm，为30db。在此功率范围内，从0 dB(短负载或开负载)到-20 dB的反射系数应该能够精确测量。每个AD8302的检测器具有从0到- 60dbm的标称输入范围。在本例中，最大正向功率+ 50dbm在检测器输入处被填充到- 10dbm。当HPA以+20 dBm的最低功率水平发射时，探测器看到的功率为-40 dBm，仍然在其输入范围内。

来自反向路径的功率也被减少了相同的量。这意味着该系统能够测量高达0 dB的反射功率。如果系统被设计为在反射系数降低到某一最小值(如10 dB)以下时关闭，则可能没有必要这样做，但这是允许的，因为检测器具有如此大的动态范围。例如，当HPA发射+20 dBm时，如果天线的回波损耗为20 dB，反向路径检测器将看到输入功率为-60 dBm。应用电路提供了回波损耗的直接测量，但没有提供关于绝对正向或反向功率的信息。如果需要这些信息，在增益控制中使用的双检测器将更有用，因为它将提供绝对正向和反射功率以及反射系数的测量。用于回波损耗测量的双对数检测器也提供相位输出。由于累进压缩对数放大器的主信号路径增益很大，输入信号的有限(幅度饱和)版本是一个自然的副产品。这些限幅器输出相乘，产生相位检测输出，其范围为180°，以90°的理想工作点为中心。在VSWR应用中，这些信息构成了反射信号的相位角(相对于入射信号)，可以用于优化传输到天线的功率。

放大器增益测量使用一个单一的日志检测器和一个射频开关

图8显示了增益测量的另一种方法，它也适用于VSWR测量。在这种应用中，测量和控制增益放大器的增益是需要的。本例中的PA工作频率为8ghz，输出功率范围为+20 ~ + 50dbm。这是一个固定增益的PA，因此通过改变输入功率来调节输出功率。两个定向耦合器用于检测输入和输出功率。然而，只有一个日志检测器，所以两个信号交替连接到检测器使用单极，双掷射频开关。在此频率下，AD8317检测器的输入范围为0到-50 dBm。为了测量增益，输入和输出功率交替测量并数字化。然后简单地减去结果得到增益。一旦增益已知，通过偏置调整对PA的增益进行任何必要的调整，数字控制回路就完成了。此示例的级别规划如图9所示。使用衰减使RF开关的两个输入功率水平接近并在检测器的输入范围内。

精确的增益测量，无需出厂校准

除了减少元件计数外，这种增益测量方法还有许多有趣的特点。由于使用相同的电路来测量输入和输出功率，因此可以在不校准电路的情况下进行精确的温度稳定增益测量。查看日志检测器的标称传递函数将有助于理解原因(参见图10)。

为了求出未知的PIN，方程可以改写为

由于增益是测量输入功率的差值(两条路径的不同衰减水平仍然需要考虑在内)，因此可以写成

因此，不需要检测器的截距来计算增益。尽管检测器的斜率会随着设备和温度的变化而变化，但如果V(OUT1)和V(OUT2)彼此接近(这可以通过良好的电平规划和检测器的有限输入范围来实现)，则斜率的典型值可以直接从数据表中获取并用于上述计算。

输出功率监控

在增益测量中采用单对数检测器，测量功率是为了计算增益，因此所示的系统也可以用来监测输出功率。然而，如果没有工厂校准，这是无法精确完成的。为了校准电路，必须暂时用功率计代替天线。然后在检测器线性范围内的两点测量输出功率和检测器电压。这些数字将被用来计算探测器的斜率和截距。为了获得最佳精度，探测器包括一个温度补偿引脚。在该引脚和地之间连接一个电阻，以在工作频率(如图中为8 GHz)下将温度漂移降低到大约±0.5 dB。因此，不需要做任何额外的温度校准。

结论

由于其在db内的线性传递函数，对数放大器可以很容易地用于测量增益和回波损耗。当使用双器件时，可以实现非常高的测量精度。在某些情况下，这可以在没有工厂校准的情况下实现。在所有情况下，仔细的功率电平规划是必要的，以便功率探测器在提供良好的线性和温度稳定性的功率电平上驱动。

声明：本文观点仅代表作者本人，不代表华强商城的观点和立场。如有侵权或者其他问题，请联系本站修改或删除