让大多数工程师感到惊讶的是，分布在背板上的-48V电源显示出明显的感应阻抗。考虑到旁路电容器通常被排除在背板之外，再加上返回-48V电池或电源的漫长路径，这似乎是不可避免的。电感驱动点阻抗的结果是双重的:首先，由于完全表面的原因，与插入和其他瞬态事件相关的噪声是不希望出现的。其次，对高dI/dt条件的输入反应呈现相应的高输入电压浪涌，从而使热插拔MOSFET以及热插拔控制器的操作面临风险。

为了减轻这些影响，通常在成功的电路实现中发现一个包含钳位元件和缓冲器平行的网络，如图1所示。D3用于箝位输入反应，r8 - c8缓冲器消除振铃(1)。图2显示了在插入和断路器动作的情况下，增加夹紧和不压压前后的结果。

之前

在没有钳位和缓冲器的情况下，MOSFET Q1的漏源电容ec (OSS)与- 48v背板分配母线的电感产生谐振，损耗很小。肖特基二极管D1和d2的存在使问题复杂化，但在最好的情况下，与最低幅度输入电压一致的二极管与C(OSS)并行增加电容，在最坏的情况下，有源二极管峰值检测输入，存储能量(和高压)在C(OSS)上。由于C(OSS)表现出强烈的电压依赖性，因此插入时的峰值电压可以使MOSFET或LT4250雪崩。LTC1921的200v暂态输入额定值通常使其免受伤害。在峰值电压下可用的能量是有限的，很少是破坏的来源。

如果LT4250的断路器功能被持续过载调用，则- 48v接线的电感负载为(1/2)Li(2)，这代表了潜在的破坏性能量。能量高到足以驱动某些东西，通常是MOSFET，进入雪崩，如波形的平坦部分所示。一旦输入电流降至零，剩余的能量以一种与操作的插入阶段没有什么不同的方式断开。

后

箝位二极管和rc缓冲器的增加消除了上述高压瞬变。在插入时，通过图1的r8 - c8缓冲器消除振铃并控制过冲。在断路器事件期间，输入反应由瞬态抑制二极管D3钳定到安全电平。随后的熄火和随之而来的爆裂声也是由缓冲器控制的。

为了量化存储的能量并优化缓冲和夹紧元件的尺寸，必须了解-48V馈电中的电感大小。考虑到将敏感、昂贵的测试设备(如HP4815A)连接到多kw -48V供电总线所固有的风险，测量这种阻抗是有问题的。幸运的是，有一种更容易的无风险的方法来获得所需的信息，使用一个简单的振荡器电路，其中未知的电感与已知的电容共振。在所有极端情况下，这种方法给出的结果足以量化48v馈电的电感。

简易测试振荡器

图3显示了一个测试电路，在频率计(2)的帮助下，可以测量-48V电源的电感。该电路本质上是一个柯氏振荡器，其中谐振电感和功率都由-48V总线提供。该振荡器的容性臂包括C1和C2, C1和C2接头处的抽头为Q1的发射极供电。耦合设置以适应电感低至≈100nH。基极组件提供偏置和旁路，而r3和R4建立一个大约11mA的发射极电流，在一个有利的频率区域操作晶体管。在发射极电路中使用两个电阻来分配耗散，并允许使用普通的四分之一瓦单位。一个小的，现成的电流互感器耦合信号到50欧姆终端的频率计数器。

测量是通过将测试电路插入-48V背板，拾取-48V BATT和48v RTN并测量振荡器频率来完成的。这两点之间的环路电感和电路电容一起决定了振荡的频率。

重要的是对输出信号进行变压器耦合，这样频率计数器就不会接地到-48V RTN。首先，有直流接地回路的问题，因为-48VRTN不是接地或机箱接地。其次，如果-48V RTN被噪声污染，它可能会污染振荡器频率测量。第三，-48V RTN贡献了它自己的电感份额，这将被引入频率计数器的接地所干扰。变压器耦合消除了这些问题。

使用

振荡器电路是最有用的构造在一个小电路板完成与背板电源连接器和BNC频率计数器附件。然后将该组件插入背板以测量- 48v馈电的电感。当测试电路从一个连接器移动到下一个连接器并记录频率时，各种槽和背板的表征将迅速进行。测量的电感根据相邻卡或噪声滤波器的存在，到电源的距离，背板和母线结构等的不同而变化很大。

电感由测量的振荡频率根据基本关系式计算

其中欧姆为振荡频率r, C(O)为振荡器在集电极Q1处的总等效电容。

电容C(O)大致为

例如，在作者的测试振荡器上进行的测量产生了以下结果(公式(1)的重新排列):

请注意，为了设计缓冲器和选择瞬态夹钳，在计算l时，C(O) = 1.8nF的值是可以接受的结果。

校准

振荡元件的累积容差，以及晶体管的性能，影响C(O)的值，因此影响先前计算的准确性。虽然1.8nF的近似值完全适合缓冲器设计，但使用以下方法很容易计算出“相关”电容的潜在更精确的数字(不需要标准电感器)。

首先，在Q1集电极和-48V台架电源之间连接一个1µH至10µH的电感器(见图4)。为了消除由测试引线电感引起的误差，在电感处旁路-48V电源。测量产生的频率，f1。现在将1nF到4.7nF的电容C(X)添加到Q1的集电极上，测量新的频率f(2)。通过操纵方程(1)来消除电感，将这两个工作条件联系起来。因此

作者的设置测得f1 =2.9376MHz, f(2) = 1.5663MHz (C(X)= 4.7nF);从式(5)中得到的C(O)值明显为1.866nF，比式(2)和各组分标示值高3.5%左右。

这种校准方法与测试电感无关，但受额外电容器C(X)的精度限制。一个5%的银云母单位足以给方程(2)的验证。这个数字改善，如果C(X)是首先测量一个精确的电容计，以建立一个更精确的值。

高级用户校准

用几个C(X)校准“标准”进行的一系列测量可以帮助在统计上提高C(O)的准确性，或者至少增加用户对感知值的信心。同样，没有“标准”电感是必要的，只有一个固定的单元，不改变值之间的两个。

作者进行的一系列此类测量如表1所示，数据绘制在图5中。很容易看出总振荡电容(C(O) + C(X))和1/欧姆(2)之间的直线关系，正是这种关系使我们能够从X轴截距图形地推断出C(O)。

在这种情况下，与公式(2)和(5)计算的值有相当的图形一致性，因为线在≈1.8nF时似乎越过零。绘图程序中的曲线拟合工具预测截距为1.813 nf。

这种方法实际上只是对公式(5)的一种扩展;只是方程(5)是2点近似值，而这里我们把它扩展到5点。

测量电感和电容

对1/欧姆(2)绘制振荡电容的第二个目的是，它还解决了背板和线束中固有的分布式电容。

使用表1和图5的方法作为起点，假设振荡器现在连接到背板，并且与C(X)相同的测量序列发生变化。为了便于测量，几个C(X)电容器安装在激素测试仪卡上，并选择开关或跳线。结果是图6中绘制的一组新数据。

同样，借助直线或曲线拟合工具，x轴截距为3.01 nf。该值是振荡器内置电容C(O)加上背板和线束贡献的电容的总和。除去c (O)，我们发现

请注意，电感计算使用在c (X) = 0时发现的频率值，但使用在1/欧姆(2) = 0时的投影电容3.081nF。

阻尼器设计

对于如图1所示的热插拔控制器电路，将缓冲电容C8的尺寸设置为所有其他电路电容总和的10倍是很好的。在图1中，电容是由电路板走线(小，通常被忽略)，D3 (400pF)，可能还有一个输入二极管(例如D2中的100pF)贡献的。最大的贡献者是Q1，在零偏置下称重为1500pf，在50V下称重为250pFat。假设有效值为500pF，则图1中待缓冲电容的总电容约为1nf，则缓冲电容的值为10nF。如果我们包括图6中测量的背板电容，则10·2.268nFor≈22nF的值就足够了。

缓冲电阻R8的大小使电路Q是一个保守的0.1和电路电容的影响是无效的。Q由方程给出

设Q = 0.1，在c8 = 22nF, L = 1.6µH的特殊情况下，重新排列式(6)得到

这就是我们测量“L”的地方——计算控制q所需的阻尼。使用R8 = 82欧姆and C8 = 22nF的标准值，在48v电源上初始插入期间，消除振铃，超调限制在小于100v (PK)。

然而，R8和C8在图1中有不同的值。C8的值已经增加，以便在输入电源崩溃的情况下充当保持电容，从而保证LT4250断路器和MOSFET关断的运行。图1中C8和R8的工作Q为≈0.04。

输入箝位，D3

再次参考图1,D3的大小是为了处理存储在背板和线束电感中的能量。坚持1.6µH，假设在C3零欧姆失效时，峰值输入电流达到50a。存储在-48V输入电感中的能量为

检查SMAT70A数据表显示，该设备处理超过200mJ;因此，它对于这个应用程序是足够的。

背板和48v线束中的分布式电容的存在起着有趣的作用。首先，缓冲器必须过大，以解释我们在前面的计算(式(7))中看到的这个额外电容的阻碍。其次，分布式电容通过吸收一些感应能量来帮助钳位D3，尽管在本例中1.268 nf1吸收小于5µJ。由此我们可以得出结论，任何分布的“寄生”电容都会影响缓冲器的设计，早在选择钳位时就需要考虑到这一点。

结论

此处描述的测试振荡器适用于在- 48v系统中测量背板和线束电感，范围为100nH至100µH或更高。寄生电容也可以在小于100pF到5nF或更高的范围内测量。如果电路拒绝振荡，你可以假设要么电感是良好的阻尼，要么它被大值电容分流。

笔记

1. 在LTC1647数据表(图9、10和11)中详细讨论了这个主题。

2. hp 5210A频率计或任何普通计数器为大多数测量提供足够的精度。