设计并制作如下图所示的开关稳压电源。

　　要求：在电阻负载条件下，①输出电压Uo可调范围：30V~36V;②最大输出电流LOmax:2A;③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤0.2%(Io=2A);④Io从0变到2A时，负载调整率S1≤0.5%(U2=18V);⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V(U2=18V，Uo=36V，Io=2A);⑥DC-DC变换器的效率η≥85%(U2=18V，Uo=36V，Io=2A);⑦具有过流保护功能，动作电流Io(th)=2.5±0.2A，排除过流故障后，电源能自动恢复为正常状态;⑧能对输出电压进行键盘设定和步进调整，步进值1V，同时具有输出电压、电流的测量和数字显示功能;⑨变换器(含控制电路)只能由UIN端口供电，不得另加辅助电源。

　　二、总体分析

　　首先我们需要确定出系统方案。在要求中，第②③④⑤⑦⑧对总体方案影响不大，这些指标都只与器件选择、制作工艺等因素有关，所以我们把注意力集中在剩下的三条指标上。首先，输出电压Uo可调范围30~36V，而隔离变压器副边输出为15～21V，整流滤波后最大约27V，小于30V，显然在整个电压范围内都需要升压输出。当然，题目没有限制整流电路形式，还有一种解决方案就是先倍压整流再滤波，这样后级可采用降压电路。

　　其次，要求变换器整体效率大于85%，对小功率电源来说，这个要求已经比较高了，可以计算，在72W的额定功率、85%的效率下，变换器的损耗不能超过12.7W，要达到此项要求，就必须使用尽量少的器件，不论是功率主电路，还是控制测量电路，都应该使其尽量简单。题目还要求控制电路的电源只由整流输出口(UIN)引出，不得另加辅助电源，这就要求自制辅助电源，且辅助电源效率不得太低，所以线性电源不是理想的选择。

　　从以上分析，我们得出总体需求：主电路需要使用升压拓扑，且升压幅度不大，电路结构应尽量简单，器件数量尽量少，自制辅助电源，且效率应较高。分析还可以发现，输入输出没有隔离要求，且输入端已有隔离变压器隔离，所以可以选用输入输出无电气隔离的电路拓扑结构。最后我们选定基本Boost升压电路方案，控制器选用凌阳16位单片机，驱动信号的产生选用FPCA，系统整体方案如下图所示。220V交流电经降压、整流、滤波得比较稳定的直流电压，直流电压经Boost电路升压再滤波得平滑的直流输出，输出电压、电流经采样输入AD转换芯片，由单片机PID调节器实现稳压和调压然后输出指令信号给FPGA、并进行显示，FPGA生成PWM信号经驱动电路驱动功率开关管从而实现闭环反馈控制。当输出电流大于保护设定值时产生过流保护信号，过流信号驱动继电器动作切断主电路同时关闭驱动信号，然后延时再尝试通电并进行过流检测，若过流则再断开主电路，直到电路恢复正常为止。

　　三、器件选择

　　首先选择电路开关频率fs。因为开关损耗几乎与开关频率的平方成正比，频率过高会使损耗增加;但如果频率太小，又会使滤波电感、电容体积过大，而且电路容易出现音频噪声。综合考虑以后，选择fs为20kHz。

　　(1)输入电感和输出滤波电容的选取。首先计算升压电感的大小。整流输出电压的大小为19～27V，输出电压范围为30—36V，由临界电流公式Iob=Uo/2Lf8lD(1-D)(2)，当D=1/3时，临界电流有最大值1obm=2Uo/27Lfs，要使电感电流连续，则最小负载电流(题目要求可空载，这里取0.1A)应大于Iobm，由此解得L≥2Uo/27fsIobm=2*36/27*30*0.1=1.33mH，取L=2mH。由输出纹波△Uo=DUo/f8RC，R为负载电阻，此处可取15Ω，由此可计算滤波电容的大小，此处取C=4700μF。因Boost电路输入电感直流分量很大，所以应尽量选取不易饱和的铁芯作为电感磁芯，绕制时应尽量均匀紧凑，否则会增加电压噪声，也可直接购买。因电解电容存在较大寄生电感，所以焊接时应使引脚尽量短，同时并联小容量聚丙烯电容，这对减小输出电压尖峰很有帮助。

　　(2)开关管的选取。开关管Q关断时承受的正向电压为36V，考虑一定的尖峰余地，IRF3205的正向击穿电压为55v，导通电阻仅为8mΩ，所以不会击穿同时导通损耗也很小。输出整流二极管选取导通电阻小的肖特基二极管MBR20100，其导通压降为0.7V，反向击穿电压为100V。MOSFET的驱动选专用驱动芯片IR2110，驱动电路如下图所示。

　　(3)其它元件的选取。测量控制电路的损耗跟元件的工作电压有关，信号放大用的运放选低电源电压、Rail-To-Rail型运放INA132和OPA350，可降低功耗。

　　单片机的功耗与CPU时钟频率有关，降低单片机时钟频率也可使损耗减小，此设计中凌阳单片机的CPU时钟为24.576MHz。

　　四、制作

　　上图所示为功率主电路原理图，下图所示为辅助电源电路图。辅助电源电路中，LM2575与D1、L、C2组成Buck电路，R1、R2起反馈调节作用，调节R2可改变输出电压。此设计中共有两路辅助电源电路，分别为+5V和+15V。经典的Boost电路和其它电压电流的测量电路都比较简单，其原理不再赘述，这里就制作过程中遇到的问题及解决办法作简单说明。

　　第一个问题是整流桥(耐流能力为10A)总是被烧毁。分析可知输入稳态电流为SA左右，应该不会损坏整流桥，但实际上流过整流桥的电流仿真波形(C=4700μF)如下图所示。滤波电容越大、二极管的导通角0越小，流过二极管的电流峰值就越大。其值很容易大于10A。后来我们在整流桥后面串入电感L1，因为电感有一定续流作用而使二极管导通角变大，从而减小电流峰值以保护整流桥，改进后整流桥不再烧毁。但是开机时保险管(额定电流10A)常被熔断，分析发现，开机时整流桥后的滤波电容呈瞬时短路状态，所以开机存在较大冲击电流，所以我们在整流桥前串联NTC(负温度系数热敏电阻，图4中的RV1)、问题也得到解决。其原理是，开机时NTC温度较低而呈现很大电阻，所以开机电流不会很大，随着电路接通，NTC发热而呈现很小电阻，所以正常工作时NTC上电压降很小，不会影响电路正常工作。

　　遇到的第二个问题就是电压调节慢和稳压不好，刚开始我们以为是软件调节器的问题，检查很久后发现是测量电压不准造成的。在图4电路中，显然负载两端电压正比于节点1与2之间电压，我们刚开始直接测量节点2与地之间电压，表面上看来0.1Ω的采样电阻影响不大，但电路中流过的电流为2A时，电流采样电阻上的压降为0.2V，误差约为0.5%，可见误差并不小。另一方面，若用此种采样方案，会因电路中电流的不同，造成的测量误差也不同，随电压变化误差呈现一定的非线性，这会给电压调节带来麻烦。所以，我们后来改用差分的方式采集电压，也就是使用差分运放在节点1和节点2之间采样，这样可大大减小误差，改进后取得了很好的效果。测量电路的各个环节都应准确可靠，采样电阻也应尽量准确稳定，如下图所示的两个采样电路，同样都可实现将输出电压缩小为十分之一采样，但图(b)电路中放大倍数的精度和稳定度都更高，也就是应使采样电阻可变化程度尽量小。类似，若在AD转换的入端需要对待测电压或电流信号滤波，则滤波电容不宜过大，否则会影响响应时间而造成测量滞后，自然会使调节不准确。这些问题虽然简单却影响很大，若能快速准确的测量，单片机的调节将顺利得多。

　　第三个问题就是输出电压有较大尖峰，这显然是由于开关管的高频开关造成的，尤其是关断时，由于电路中有寄生电感，瞬间电流的切断会在电感两端出现冲击电压。我们的解决办法是一方面对开关管加缓冲电路，改善关断性能，基本原理如下图，开关管Q关断时，原电路一部分电流通过快恢复二极管1)对电容C充电，使开关管两端电压缓慢E升，电路中电流的减小速度也有所减缓，简单的缓冲电路可省去二极管D。具体的RCD的参数设计较复杂，设计时可参考有关开关电源书籍。另一方面是在输出滤波电解电容两端并接高频特性好、寄生电感小的聚丙烯电容，且多个并联效果更好，但是要保证引线尽量短。同时为了减小线路电感，对功率主电路，应使走线尽量短，线径稍粗。

　　再就是Boost电路本身的一个特点——不能开路运行，然而题目意思显然要求电源可以开路。因为负载开路时，输入电感照常周期性地不断储能和释放能量，而能量没有被负载消耗掉，电容电压将持续升高即多余的能量都存储到电容极板间，很快导致电容击穿。一种解决办法是加假负载，也就是说，当检测到电源处于空载状态时，自动投入一个轻负载，这个负载电阻值较大，既能维持输出电压为给定值、本身功率损耗又较小。

　　以上是在制作此开关电源中遇到的问题及一些解决方案，采取这些措施并仔细调试后都达到了较好的效果。

　　分析开关稳压电源的优缺点

　　1 开关稳压电源的优点

　　功耗小，效率高。在图(1)中的开关稳压电源电路中，晶体管V在激励信号的激励下，它交替地工作在导通截止和截止导通的开关状态，转换速度很快，频率一般为50kHz左右，在一些技术先进的国家，可以做到几百或者近1000kHz。这使得开关晶体管V的功耗很小，电源的效率可以大幅度地提高，其效率可达到80%。

　　体积小，重量轻。从开关稳压电源的原理框图可以清楚地看到这里没有采用笨重的工频变压器。由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了较大的散热片。由于这两方面原因，所以开关稳压电源的体积小，重量轻。

　　稳压范围宽。从开关稳压电源的输出电压是由激励信号的占空比来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿，这样，在工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有较稳定的输出电压。所以开关电源的稳压范围很宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。这样，开关稳压电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也较多，设计人员可以根据实际应用的要求，灵活地选用各种类型的开关稳压电源。

　　滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减少。开关稳压电源的工作频率目前基本上是工作在50kHz，是线性稳压电源的1000倍，这使整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍。就是采用半波整流后加电容滤波，效率也提高了500倍。在相同的纹波输出电压下，采用开关稳压电源时，滤波电容的容量只是线性稳压电源中滤波电容的1/5001/1000。

　　电路形式灵活多样。例如，有自激式和他激式，有调宽型和调频型，有单端式和双端式等等，设计者可以发挥各种类型电路的特长，设计出能满足不同应用场合的开关稳压电源。

　　2 开关稳压电源的缺点

　　开关稳压电源的缺点是存在较为严重的开关干扰。开关稳压电源中，功率调整开关晶体管V工作在开关状态，它产生的交流电压和电流通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整机的正常工作。此外由于开关稳压电源振荡器没有工频变压器的隔离，这些干扰就会串入工频电网，使附近的其他电子仪器、设备和家用电器受到严重的干扰。

　　目前，由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因而造价不能进一步降低，也影响到可靠性的进一步提高。所以在我国的电子仪器以及机电一体化仪器中，开关稳压电源还不能得到十分广泛的普及及使用。特别是对于无工频变压器开关稳压电源中的高压电解电容器、高反压大功率开关管、开关变压器的磁芯材料等器件，在我国还处于研究、开发阶段。在一些技术先进国家，开关稳压电源虽然有了一定的发展，但在实际应用中也还存在一些问题，不能十分令人满意。这暴露出开关稳压电源的又一个缺点，那就是电路结构复杂，故障率高，维修麻烦。对此，如果设计者和制造者不予以充分重视，则它将直接影响到开关稳压电源的推广应用。当今，开关稳压电源推广应用比较困难的主要原因就是它的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高 。