首先让我们从BUCK变换器的概念开始讲起，Buck变换器也称降压式变换器，是一种输出电压小于输进电压的单管不隔离直流变换器。

图中，Q为开关管，其驱动电压一般为PWM(Pulse width modulatiON脉宽调制)信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。

开关管Q也为PWM控制方式，但最大占空比Dy必须限制，不答应在Dy=1的状态下工作。电感Lf在输进侧，称为升压电感。Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式。

Buck/Boost变换器：也称升降压式变换器，是一种输出电压既可低于也可高于输进电压的单管不隔离直流变换器，但其输出电压的极性与输进电压相反。Buck/Boost变换器可看做是Buck变换器和Boost变换器串联而成，合并了开关管。

Buck/Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式，开关管Q也为PWM控制方式。

LDO的特点：

① 非常低的输进输出电压差② 非常小的内部损耗③ 很小的温度漂移④ 很高的输出电压稳定度⑤ 很好的负载和线性调整率⑥ 很宽的工作温度范围⑦ 较宽的输进电压范围⑧ 外围电路非常简单，使用起来极为方便DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式，ton不变，改变Ts(易产生干扰)。其具体的电路由以下几类：

(1)Buck电路——降压斩波器，其输出均匀电压 U0小于输进电压Ui，极性相同。

(2)Boost电路——升压斩波器，其输出均匀电压 U0大于输进电压Ui，极性相同。

(3)Buck-Boost电路——降压或升压斩波器，其 输出均匀电压U0大于或小于输进电压Ui，极性相反，电感传输。

(4)Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出均匀电 压U0大于或小于输进电压Ui，极性相反，电容传输。

DC-DC分为BUCK、BUOOST、BUCK-BOOST三类DC-DC。其中BUCK型DC-DC只能降压，降压公式：Vo=Vi*DBOOST型DC-DC只能升压，升压公式：Vo= Vi/(1-D)BUCK-BOOST型DC-DC，即可升压也可降压，公式：Vo=(-Vi)* D/(1-D)D为充电占空比，既MOSFET导通时间。0

开关性稳压电源的效率很高，但输出纹波电压较高，噪声较大，电压调整率等性能也较差，特别是对模拟电路供电时，将产生较大的影响。

因开关电源工作效率高，一般可达到80%以上，故在其输出电流的选择上，应正确丈量或计算用电设备的最大吸收电流，以使被选用的开关电源具有高的性能价格比，通常输出计算公式为： Is=KIf 式中：Is—开关电源的额定输出电流; If—用电设备的最大吸收电流; K—裕量系数，一般取1。5～1。8;电容式开关电源它们能使输进电压升高或降低，也可以用于产生负电压。其内部的FET开关阵列以一定方式控制快速电容器的充电和放电，从而使输进电压以一定因数(0。5，2或3)倍增或降低，从而得到所需要的输出电压。这种特别的调制过程可以保证高达80%的效率，而且只需外接陶瓷电容。由于电路是开关工作的，电荷泵结构也会产生一定的输出纹波和EMI(电磁干扰)首先贮存能量，然后以受控方式开释能量，以获得所需的输出电压。

这两种电路看似简单，但是实际分析起来还是能够分析出很多细枝末节的知识。只有熟练掌握了这些基础知识，才能更加熟练、快速的完成电路设计。可见，在学习的过程当中，切忌急功近利，稳扎稳打才是最稳妥也是最能收获知识的学习方式。

由于这种特性的存在，电路仅需提供一般的耐压，开关管就能够完成通用范围输入，其次，Buck型电路的磁性器件也是结构最为简单的，通常情况下只要一个绕组。当然还有很多其他的优点，本篇文章就不过多进行介绍。

本篇文章以BP2822和DU8623为例来讨论Buck型LED驱动电路，希望能够对大家有所帮助。

图1 常见的Buck型结构

图1是几种常见的Buck型结构。第一种是高边驱动NMOS的方式。这种Buck型电路是在低压DCDC中见得最多的。他的优点是输入输出是共地的，并且公共端是系统电位最低点。在高压Buck中，我们很少见到这种方式，原因在于高边NMOS需要自举升压浮动驱动，高压的驱动电路太占芯片的面积了。

第二种是高边驱动PMOS，这种结构的优点和第一种相同，也不需要自举升压驱动，但却是比较少见，原因在于PMOS的多子为空穴，迁移率低，造成PMOS的性能较差，另外，这种驱动要以输入为参考，同样会比较复杂。

第三种是高压Buck型LED驱动器中最为多见的，今天要说的两个IC都是这种结构。它的优点很明显：控制电路不需要承受高压就能很好地完成对功率管的驱动，因此IC的成本可以做到很低。而在LED以外的应用中，我们几乎不会这样用，原因很简单，这种结构的公共端是电源输入正端，不符合我们的习惯。

说完上面这些，就来看看这些电路是如何来恒流的。首先，要搞清楚恒流的概念，恒的是负载的平均电流，对于Buck拓扑，也就是电感的平均电流。对于任何一种拓扑，一个开关周期内电感的电流都是先升到峰值，再降到谷值的，这个谷值可能大于0(连续模式)，也可能等于0(断续模式或者临界模式)或者小于0(这种情况只会在同步整流的结构中出现)。如果是连续模式或者临界模式，那么电感的平均电流就等于峰值电流加上谷值电流除以2，即：

Io_avg=IL_avg=(IL_peak+IL_valley)/2

如果要恒流，只要将电感的峰值电流和谷值电流定死就行。如图2，对于低边Buck型结构，开关管开启时，电流按照蓝线方向流动，电感电流逐渐上升，如果检测Rcs上的电压达到一定值(即电感电流达到一定值)时开关管关断，那么峰值电流就定下来了。假设这个阈值为Vthh，那么峰值电流大小为：

IL_peak=Vthh/Rcs

接下来的开关周期内，电感通过二极管D续流，如图3所示。这就出现了一个问题，此时的电流不再流经开关管，控制电路无法知道电流下降到何种程度了。

怎么办?先看一下图5。用过临界模式PWM控制IC的应该很快能够看出来，这种结构可以实现在电感电流下降到0附近时重新打开开关管，也就是说，可以强迫电路工作在临界工作模式。使用一个辅助绕组，开关管关断期间，电感电流下降，辅助绕组感应产生一个正电压，当电感电流下降为零时，感应电压消失，触发开关管重新开启。D1这个二极管是用来阻断开关管开启时辅助绕组上的反压的，实际上我们可能看不到这个二极管，因为可以再IC内部A2的反相输入端反向并接一个二极管到地，效果一样的。

这个电路使得电感电流波形非常接近上图的临界模式，也就实现了输出的恒流：

Io_avg=IL_avg=(IL_peak+IL_valley)/2=IL_peak/2

这就是BP2822的工作模式。大家会问，为什么BP2822的应用中没有这个辅助绕组?确实没有，这个绕组肯定让电感的加工变得复杂，成本会略微上升。那么它是如何检测电感电流下降到零的呢。大家可以先想一下反激工作在断续模式下，开关管漏极电压在开启前上一个周期内的波形是什么样的。没错，会出现振荡。那Buck型的会不会也有这样现象呢?会。

假设电流在t时刻过零，则t-时刻有：

Vds=Vcoss=Vin

在t+时，电感电流为零，C远大于Coss，C视为短路，则Coss与L构成串联谐振回路，谐振频率为：

初始振荡幅度为Vin。用saber仿一下，确实如此。

有这个振荡，那就好办了，只要检测这个振荡一开始，我们就把开关管重新开启，那么久非常接近临界工作模式了。甚至，我们可以检测到这种振荡到达谷值时将开关管开启，那么就是我们所说的准谐振(QR)了。但是仍然有问题。不涉及到IC的可能不知道，国内绝大多数集成功率管的IC都是将控制部分的裸片和一个外置的功率管裸片封装到一起的，也就是单片封装，而不是单片集成。那么，功率管漏端和控制IC基本都是没有连接关系的，那又如何取得这个振荡信号呢?

这一点，还和驱动结构相关。为了减小IC功耗，BP2822这类IC都是采用源极驱动的方式。也就是说，芯片实际驱动的是一个低压的功率管，另外一个高压功率管用来承受耐压，下图可以说明这一结构。图中也顺带给出了，使用一个二极管和电容，就可以得到这个振荡信号。但是，这个二极管和电容是需要承受高压的，放在IC内部是不现实的，放在芯片外部，无疑增加了外围的复杂度。

究竟是如何检测的呢?再看下图6和图7就知道了。下管的源漏寄生电容导致下管的漏端(即高压管的源端)对地也会产生同样波形的振荡，这个振荡是低压的，检测起来就方便了。