在我们这本模电课本中学习的集成运放或者多级放大电路中多数用到的是负反馈，因为集成运放或者多级放大电路的放大倍数很大，为了实现输入电压对输出电压控制及运算，电路中的集成运放应当工作在线性区，因而电路中必须引入负反馈。其实，正反馈在集成运放电路中也有很多应用，而且是负反馈无法实现的功效，可以说两者起到互补的作用。在此，我就我们接触到的模电知识中有关正反馈的电路应用，做一个深入的挖掘，并且将它们整理到一起做一个总结。

我们第一次接触到正反馈是在第六章《放大电路中的反馈》，但我们仅仅是有一个直观的描述，Xi=Xi’+Xf，除此之外并没有像负反馈那样做深入系统的学习。正反馈的基本应用就是在电路中引入合适的正反馈，以改善电路的性能，举两个电路为例。

1.电压—电流转换电路，豪兰德电流源电路。

图一：豪兰德电流源电路图

设集成运放是理想运放，R2引入负反馈则存在虚断和虚短，则由Un=Up，

即 (Ui/R1+Uo/R2)*(R1//R2)=(Uo/R-Io)*(R//R3)，展开整理得，

R2*Ui/(R1+R2)+R1*Uo/(R1+R2)=R*Uo/(R+R3)-Io*R*R3/(R+R3)，

若令R2/R1=R3/R，即R2/(R1+R2)=R3/(R+R3)，R1/(R1+R2)=R/(R+R3)，得到

Io=—Ui/R

由此说明，若信号源能够输出足够的电流，则豪兰德电流源电路也可实现电压—电流转换。

仿真：取R1=R2=R3=R=RL=1kΩ，进行仿真，输出为UL=Io*RL=Io*R，与输入Ui比较，则理论上应该得到UL=—Ui，从而有Io=—Ui/R。

图二：仿真结果

从图上可以看出，仿真结果与理论预测基本一致。

分析：电路中引入了负反馈，又引入了正反馈。若负载电阻RL减小，因电路内阻的存在，则一方面Io将增大，另一方面Up将下降，从而导致Uo下降，Io将随之减小。当满足R2/R1=R3/R时，因RL减小引起的Io的增大等于因正反馈作用引起的Io的减小，即正好抵消，因而Io仅受控于Ui，不受负载电阻的影响，说明电路的输出电阻为无穷大，稳定输出电流

2.自举电路

图三：自举电路图

自举电路是典型的利用交流正反馈提高输入电阻的电路，因为在信号源电压不变的情况下使输入电压增大，即放大电路输入端电位升高，也就是通过自身升高输入端电位，故而得名。通常，自举电路中的正反馈通过耦合电容实现。

在上面的电路中，电容C1、C2对交流信号视为短路，第一路反馈为电阻R4与并联电阻R2//R3构成电压串联负反馈，增大输入电阻;第二路反馈为电阻R4和R1引入正反馈，使净输入电流增大，同时也增大输入电阻。而且正反馈引起的输入电阻增大的效果远大于串联负反馈的效果。

若断开C2，则正反馈不复存在，因为集成运放同相输入端看进去的等效电阻趋于无穷大，所以电路的输入电阻约为(R1+R2)。而引入正反馈后，从集成运放同相输入端看进去的等效电阻仍趋于无穷大，R1并联在集成运放的输入端，其电流为IR1=(UP-UN)/R1=(Ui-Uf)/R1，则R1等效到整个电路输入端的电阻为R1’=Ui/ IR1=Ui*R1/(Ui-Uf)，在引入的负反馈足够深的情况下，Ui≈Uf，因而R1’趋于无穷大，则整个电路的输入电阻也趋于无穷大，即使R1’不趋于无穷大，其数值也很大，从而使电路的输入电压近似等于信号源电压，Ui≈Us。

正反馈的另一个应用是第八章中波形发生电路。在正反馈电路中，输入信号越来越大，由于集成运放的非线性，当输入信号增大到一定程度时，输出信号就会达到非线性区最大饱和信号，因而电路输出只有一个高电平和一个低电平，由此可以得到滞回电压比较器，进而可以得到矩形波和锯齿波电路。此外利用正反馈的幅值条件，再加上合适的相位条件就会产生自激振荡，从而得到我们需要的正弦波形。

3.滞回电压比较器

一种反相输入滞回比较器电路及电压传输特性，下图。

滞回比较器存在两个阈值UT1和UT2，当Ui从小于UT1增大到UT1

4.正弦波振荡电路

与负反馈放大电路中的自激振荡不同，正弦波振荡电路的振荡频率是要人为确定的。因此，在正弦振荡电路中，一要有外加的选频网络，用以确定振荡频率;二要反馈信号能够取代输入信号，电路中必须引入正反馈。在正反馈过程中，由于晶体管的非线性，输入信号Xo不会无限制的增大，当Xo增大到一定程度时，电路达到动态平衡。在不少实用电路中，常将选频网络和正反馈网络合二为一，比较经典的RC正弦波振荡电路，又称文氏桥振荡电路即是如此。

图四：RC正弦波振荡电路

总结：

在以负反馈为主的集成运放放大电路中，为了获得输出与输入的线性关系，我们通常引入负反馈，并且消极地消除正反馈，但是通过以上总结我们也发现正反馈也有很多特殊的应用，而且是负反馈无法达到的效果，尤其在正弦波振荡电路中，我们更是积极地引入正反馈。可见，事物总是具有两面性，不能一概论之，我们要实际情况实际分析，学会辩证地看待问题。深入挖掘了解事物的本质特征，以便更好地应用。

PWM 型开关稳压电源是一个闭环控制系统 , 其基本工作原理就是在输入电压、内部元器件参数、外接负载等因素发生变化时,通过检测被控制信号与基准信号的差值,利用差值调节主电路功率开关器件的导通脉冲宽度,从而改变输出电压的平均值,使得开关电源的输出电压保持稳定.

以开关电源中的降压型变换为例(其它类型如正激型、推挽型等,均可由降压型派生得到),图 1 表示了该变换器的主电路的基本拓扑结构.

根据选用不同的 PWM 控制模式,图 1 电路中的输入电压 Uin 、输出电压 Uo 、开关功率器件电流 ( 可从 A 点采样 ) 、输出电感电流 ( 可从 B 或 C 点采样 ) 均可作为控制信号,用于完成稳压调节过程.目前在开关电源中广泛使用的控制方式是通过对输出电压或电流 ( 功率开关器件或输出电感上流过的电流 ) 进行采样,即形成 2 类控制方式:电压控制模式与电流控制模式.

2 电流控制模式的工作原理

图 2 为检测输出电感电流的电流型控制的基本原理框图.它的主要特点是:将采样得到的电感电流直接反馈去控制功率开关的占空比,使功率开关的峰值电流直接跟随电压反馈电路中误差放大器输出的信号.从图 2 中可以看出 , 与单一闭环的电压控制模式相比 , 电流模式控制是双闭环控制系统,外环由输出电压反馈电路形成,内环由互感器采样输出电感电流形成.在该双环控制中,由电压外环控制电流内环,即内环电流在每一开关周期内上升,直至达到电压外环设定的误差电压阈值.电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较工作的,并且监测输出电感电流的动态变化,电压外环只负责控制输出电压.因此电流型控制模式具有比起电压型控制模式大得多的带宽.

实际电路以单端正激型电源为例,如图 3 所示.误差电压信号 Ue 送至 PWM 比较器后,并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较调宽,而是与一个变化的、峰值代表功率开关上的电流信号 ( 由 Rs 上采样得到 ) 的三角状波形信号 ( 电感电流不连续 ) 或矩形波上端叠加三角波合成波形信号 ( 电感电流连续 ) 比较,然后得到 PWM 脉冲关断时刻.在电路中,电流的采样通常使用一只在 MOSFET 源极与地之间串联的电阻完成,有时为了提高效率,也可通过在 MOSFET 源极上接一只电流互感器获得电流采样信号.图 4 为各相关点的波形.

图 3 电路稳压原理可以简述如下:当输入电压变化时,由于变压器的初级电流上升率发生变化,即 Ur 波形上端的三角波部分的斜率变化,导致 Ur 与 Ue 相交的时间提前或滞后,从而使输出脉冲宽度变化,达到输出电压值的稳定;而当负载发生变化时, Ur 与 Ue 同时变大或变小,使得电感电流对输出滤波电容的充电电流发生变化,以保持输出电压稳定.

3 电流型控制的优缺点

3 1 电流型控制模式的优点

1) 线性调整率(电压调整率)非常好,这是因为输入电压的变化立即反映为电感电流的变化,无须经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度,再加上输出电压到误差放大器的控制,使得电压调整率更好.由于对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应快,故适合于负载快速变化时对响应速度要求较高的场所.

2) 虽然电源的 L - C 滤波电路为二阶电路,但增加了电流内环控制后,只有当误差电压发生变化时,才会导致电感电流发生变化.即误差电压决定电感电流上升的程度,进而决定功率开关的占空比.因此,可看作是一个电流源,电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系,使电感电流不再是独立变量,整个反馈电路变成了一阶电路,由于反馈信号电路与电压型相比,减少了一阶,因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化,稳定度得以提高并且改善了频响,具有更大的增益带宽乘积.

3) 在推挽型和全桥型开关电源中,由于 2 个开关器件本身的压降和开关延迟时间不一定完全一致等原因,容易引起变压器的直流偏磁.采用电流型控制,由于峰值电感电流提供自动的磁通平衡功能,可以有效地减少或消除直流偏磁,避免了变压器的磁饱和.

4) 具有瞬时峰值电流限流功能,这是由于受控的电流在上升到设定值时,会使 PWM 停止输出,因此电流型自身具有固有的逐个脉冲限流功能,在电路中不必另外附加限流保护电路;而且这种峰值电感电流检测技术可以较精确地限制最大电流,从而使开关电源中的功率变压器和开关管不必有较大的冗余,就能保证可靠工作.

5 )使用电流型控制,简化了反馈控制补偿网络、负载限流、磁通平衡等电路的设计,减少了元器件的数量和成本,这对提高开关电源的功率密度,实现小型化,模块化具有重要的意义.

3.2 电流型控制模式的缺点

1) 占空比大于 50 %时系统可能出现不稳定性,可能会产生次谐波振荡;另外,在电路拓扑结构选择上也有局限,在升压型和降压-升压型电路中,由于储能电感不在输出端,存在峰值电流与平均电流的误差.

2) 对噪声敏感,抗噪声性差.因为电感处于连续储能电流状态,开关器件的电流信号的上升斜坡斜率通常较小,电流信号上的较小的噪声就很容易使得控制误动作,改变关断时刻,使系统进入次谐波振荡.

3) 在要求输入/输出隔离的电路类型中,对隔离变压器的设计要求较高.例如在单端正激式电路中,为保证从开关管上取样的电流斜波具有一定的斜率,要求变压器初级的电感量较小,但这样会使励磁电流增加,效率下降.因此需要协调好二者的关系.

4 )电流型控制不大适合于半桥型开关电源.这是因为在半桥式电路中,通过桥臂 2 只电容的放电维持变压器初级绕组的伏-秒平衡;当电流型控制通过改变占空比而纠正伏-秒不平衡时,会导致这 2 只电容放电不平衡,使电容分压偏离中心点,然而电流型控制在此情况下试图进一步改变占空比,使电容分压更加偏离中心点,形成恶性循环.

4 电流型控制模式中的斜波补偿

4.1 电流型控制存在问题的改善

针对电流型控制中的主要缺点,目前许多电流型控制 PWM 芯片均提供了斜波补偿功能,它可以有效改善电流型控制中存在的以下几个问题:

1 )开环不稳定性电流型电源的占空比大于 50 %时,就存在电流控制内环工作不稳定的问题.如果给电流控制内环增加一个斜波补偿信号,则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作.斜波补偿工作原理如下所述.

图 5 表示了由误差电压 Ue 控制的电流型变换器的波形,假如由于某种原因 , 产生一个拢动电流 ΔI 加至电感电流 IL ,当占空比 <0.5 时,从图 5 所示可以看出这个拢动 ΔI 将随时间的变化而减小;但当占空比 >0.5 时,这个拢动将随时间增加而增加,如图 6 所示.扰动量的增加可能会导致电路工作的不稳定,产生次谐波振荡.扰动量的变化可用数学表达式表示为:

式中: m1 , m2 分别是电感电流上升和下降的斜率;

ΔI1 表示经过一个周期后扰动量的大小.

为了消除这种振荡,可引入斜率为- m 的斜波信号,如图 7 所示.这个斜波电压既可加至电流波形上,也可以从误差电压中减去.这样一来,扰动量变为:

为了保证电流环路稳定工作,应使斜波补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率 m2 的 1/2 ,从而保证变换器的占空比大于 50 %时变换器能稳定工作.

2 )减小峰值电感电流与平均电流的误差电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法.因为峰值电流 ( 流过功率开关或电感上 ) 在实际电路中容易进行采样,而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致.但是,电感电流与输出平均电流之间存在一定的误差,峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应,因为在占空比不同的情况下,相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流,如图 8 所示.

而平均电感电流是唯一决定输出电压大小的因素.与消除次谐波振荡的方法类似,利用斜波补偿可以去除不同占空比对平均电感电流大小的影响,使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流,